中心議題：
    * LED驅動電路設計功率因數低的原因分析
    * 無源PFC與(yu) 有源PFC方案比較
    * 基於(yu) NCP1014的解決(jue) 方案設計過程及元器件選擇依據
    * 基於(yu) NCP1014的解決(jue) 方案測試數據分享

本參考設計將分析現有照明LED驅動電路設計功率因數低的原因，探討改善功率因數的技術及解決(jue) 方案，介紹相關(guan) 設計過程、元器件選擇依據、測試數據分享，顯示這參考設計如何輕鬆符合“能源之星”固態照明標準的功率因數要求，非常適合低功率LED照明應用。

無源PFC與(yu) 有源PFC方案比較

典型離線反激電源轉換器在開關(guan) 穩壓器前麵采用全波橋整流器及大電容，選擇這種配置的原因是每2個(ge) 線路周期內(nei) 線路功率降低，直到零，然後上升至下一個(ge) 峰值。大電容作為(wei) 儲(chu) 能元件，填補相應所缺失的功率，為(wei) 開關(guan) 穩壓器提供更加恒定的輸入，維持電能流向負載。這種配置的功率利用率或輸入線路波形的功率因數較低。線路電流在接近電壓波形峰值的大幅度窄脈衝(chong) 處消耗，引入了幹擾性的高頻諧波。

業(ye) 界有關(guan) 無源(Passive)功率因數校正(PFC)的方案眾(zhong) 多，這些方案通常都使用較多的額外元器件，其中的一種方案就是穀底填充(valley-fill)整流器，其中采用的電解電容和二極管組合增大了線路頻率導電角，從(cong) 而改善功率因數。實際上，這個(ge) 過程從(cong) 高線路電壓處以低電流給串聯電容充電，然後在較低電壓時以較大電流讓電容放電給開關(guan) 穩壓器。典型應用使用2個(ge) 電容和3個(ge) 二極管，而要進一步增強功率因數性能，則使用3顆電容和6個(ge) 二極管。 

圖1：典型穀底填充電路。

雖然穀底填充整流器提高了線路電流的利用率，但並未給開關(guan) 穩壓器提供恒定的輸入。提供給負載的功率擁有較大紋波，達線路電源頻率的2倍。需要指出的是，仍然需要4個(ge) 二極管來對線路電源整流，使這種方案所用的二極管數量達到7個(ge) 或10個(ge) 。這些二極管及多個(ge) 電解電容增加了方案成本，降低了可靠性，並占用了可觀的電路板麵積。

另外一種方案是在反激轉換器前采用有源(Active) PFC段，如NCP1607B。這種方案提供典型性能高於(yu) 0.98的優(you) 異功率功數，但增加了元件數量、降低了效率及增加了複雜性，最適用的功率電平遠高於(yu) 本應用的功率電平。

解決(jue) 方案

高功率因數通常需要正弦線路電流，且要求線路電流及電流之間的相位差極小。修改設計的第一步就是在開關(guan) 段前獲得極低的電容，從(cong) 而支持更貼近正弦波形的輸入電流。這使整流電壓跟隨線路電壓，產(chan) 生更合意的正弦輸入電流。這樣，反激轉換器的輸入電壓就以線路頻率的2倍跟隨整流正弦電壓波形。如果輸入電流保持在相同波形，功率因數就高。提供給負載的能量就是電壓與(yu) 電流的乘積，是正弦平方(sine-squared)波形。由於(yu) 這種正弦平方波形的能量傳(chuan) 遞，負載將遭遇線路頻率2倍的紋波，本質上類似於(yu) 穀底填充電路中出現的紋波。

如上所述，輸入電流必須保持在幾近正弦的波形，從(cong) 而提供高功率因數。提供高功率因數的關(guan) 鍵在於(yu) 通過將反饋輸入維持在與(yu) 線路頻率相關(guan) 的恒定電平，不允許控製環路針對輸出紋波來校正。一種選擇是大幅增加輸出電流從(cong) 而減小120 Hz紋波總量，某些應用可能要求使用這種方案。如果頻率高於(yu) 可見光感知範圍，通用照明應用的LED更能容受紋波。更為(wei) 緊湊及廉價(jia) 的方案是濾除返回至PWM轉換器的反饋信號，確立接近恒定的電平。這個(ge) 電平固定了電源開關(guan) 中的最大電流。電源開關(guan) 的電流由施加的瞬態輸入電壓除以變壓器初級電感再乘以電源開關(guan) 導電的時間長度所確定。

安森美半導體(ti) 的NCP1014LEDGTGEVB評估板經過了優(you) 化，可以驅動1到8顆大功率高亮度LED，如Cree XLAMP XR-E/XP-E、Luxeon Rebel、Seoul Semiconductor Z-POWER或OSRAM Golden Dragon。這設計基於(yu) 集成了帶內(nei) 部限流功能的高壓電源開關(guan) 的緊湊型固定頻率脈寬調製(PWM)轉換器NCP1014構建。由於(yu) NCP1014采用固定頻率工作，電流不能上升到高於(yu) 某個(ge) 特定點；這個(ge) 點由輸入電壓及開關(guan) 周期或導電時間結束前的初級電感來確定。由於(yu) 導電時間的限製，輸入電流將跟隨輸入電壓的波形，從(cong) 而提供更高的功率因數。相關(guan) 電路圖見圖2。

圖2：NCP1014LEDGTGEVB電路圖。

設計過程

較高的開關(guan) 頻率可以減小變壓器尺寸，但同時會(hui) 增加開關(guan) 損耗。本參考設計選擇了100 kHz版本的NCP1014作為(wei) 平衡點。這個(ge) 單芯片轉換器的能效預計為(wei) 約75%，因此，要提供8 W輸出功率，預計需要10.6 W的輸入功率。輸入功率範圍為(wei) 是90到265 Vac。NCP1014包含安森美半導體(ti) 的動態自供電(DSS)電路，藉減少元件數量簡化了啟動。這集成控製器的散熱考慮因素決(jue) 定了最大輸出功率。電路板上的銅區域會(hui) 散熱並降溫。當轉換器工作時，反激變壓器上的偏置繞組會(hui) 關(guan) 閉DSS，降低轉換器功率耗散。較低的工作溫度使更多的電能可以提供給負載。

下文簡單介紹本參考設計各電源段所選擇的元器件及部分相關(guan) 選擇理據。詳細的設計過程參見安森美半導體(ti) 的《用於(yu) “能源之星”LED照明應用的離線LED驅動器參考設計文檔套件》，網址是：

1) 電磁幹擾(EMI)濾波器

開關(guan) 穩壓器從(cong) 輸入源消耗電流。有關(guan) 諧波含量的要求限製了電源輸入電流的高頻分量。通常濾波器由電容和電感組成，可以削弱不想要的信號。輸入線路上連接的電容以與(yu) 輸入電壓90°的異相導電電流，這種改變的電流使輸入電壓與(yu) 電流之間出現相差，降低了功率因數，故需要在濾波需求與(yu) 維持高功率因數之間取得平衡。

根據電磁幹擾的屬性及濾波器元件的複雜特性，電容C1和C2起始選擇了100 nF電容。選擇的差分電感L1用於(yu) 提供L-C濾波器頻率，約為(wei) 開關(guan) 頻率的1/10。所使用的電感值是：

實際設計中選擇的是2.7 mH電感，這是一個(ge) 標準電感值。基於(yu) 這個(ge) 起點，根據經驗來調節濾波器以符合導電放射限製。電容C2增加到了220 nF，從(cong) 而提供放射限製餘(yu) 量。電阻R1限製浪湧電流，並在故障事件中提供可熔元件。根據應用環境的不同，可能需要熔絲(si) 來符合安全要求。注意在初級總電容較小的情況下浪湧電流較小。

2) 初級鉗位

二極管D5、電容C3和電阻R2組成鉗位網絡，控製由反激變壓器泄漏電感造成的電壓尖峰。D5應當是快速恢複器件，額定用於(yu) 應對峰值輸入電壓及反射到變壓器初級上的輸出電壓。600 V額定電流為(wei) 1 A的MURA160快速恢複二極管是二極管D5的適宜選擇。電容C3必須吸收泄漏的能量，同時電壓隻有極小的增加，1.5 nF的電容足以用於(yu) 這類低功率應用。電阻R2必須耗散泄漏的能量，但並不必須會(hui) 降低能效。電阻R2根據經驗選擇47 kΩ。需要注意的是，電阻R2和電容C3必須額定用於(yu) 125.5 V電壓。

3) 偏置電源

二極管D6對偏置繞組提供的電源整流。200 mA電流時額定電壓為(wei) 100 V的MMBD914二極管是D6的適宜選擇。初級偏置由電容C4、電阻R3和電容C5來濾波。選擇的C5為(wei) 2.2 µF，C4為(wei) 0.1 µF，R3為(wei) 1.5 kΩ。

4) 輸出整流器

輸出整流器必須承受遠高於(yu) 630 mA平均輸出電流的峰值電流。最大輸出電壓為(wei) 22 V，整流器峰值電壓為(wei) 93.2 V。所選擇的輸出整流器是3 A、200 V、35
nS的MURS320，提供低正向壓降及快開關(guan) 時間。2,000 µF的電容將輸出紋波電流限製在25%，或是峰-峰值144 mA。

5) 電流控製

通過監測與(yu) 輸出串聯的感測電阻RSENSE的壓降，維持恒定的電流輸出。電阻R11連接感測電阻至通用PNP晶體(ti) 管Q1的基極-射極結。當感測電阻上的壓降約為(wei) 0.6 V時，流過R11的電流偏置Q1，使其導通。Q1決(jue) 定了流過光耦合器U2的LED的電流，並受電阻R4限製。光耦合器U2的晶體(ti) 管為(wei) NCP1014提供反饋電流，控製著輸出電流。

設定輸出電流Iout=630 mA則要求感測電阻RSENSE=0.85 Ω。感測電阻由4顆並聯的元件R6、R7、R8和R9組成，選擇R6和R7的阻值為(wei) 1.8 Ω，選擇R8的阻值為(wei) 10 Ω，而讓R9開路，從(cong) 而產(chan) 生約0.83 Ω的總感測電阻。

6) 功率因數控製

在本電路中維持高功率因數有賴於(yu) 緩慢的反饋響應時間，僅(jin) 支持給定輸入電源半周期內(nei) 反饋電平略微改變。對於(yu) 這種電流模式的控製器件而言，最大峰值電流在半周期內(nei) 幾乎保持恒定。與(yu) 傳(chuan) 統反饋係統相比，這就改善了功率因數。電容C6提供慢速的環路響應，抑製NCP1014的內(nei) 部18 kΩ上拉電阻及從(cong) 反饋光耦合器晶體(ti) 管消耗的電流。從(cong) 經驗來看，電容C6確定在22 µF至47 µF的範圍之間。

7) 變壓器

本LED驅動器要求的最低輸入電壓為(wei) 90 Vac，相應的峰值為(wei) 126 Vac，在輸出功率Po=8 W、效率(η)=0.75及Vin=126 V的條件下，計算出的峰值電流Ipk=0.339 A。再使用100 kHz的開關(guan) 頻率(fSW)值，計算出初級電感(Ip)=1858 µH。

這個(ge) 功率等級適合選擇窗口麵積(Ac)為(wei) 0.2 cm2的E16磁芯。最大磁通密度設定為(wei) 3 kG，可以計算出的初級匝數為(wei) 105匝(T)。輸出電壓限製為(wei) 22 V，用於(yu) 開路事件下的保護。為(wei) 了提供一些輸出電壓餘(yu) 量及降低占空比，輸出電壓值增加50%，達到33 V。次級最小匝數(Ns)將是約20匝。

NCP1014需要最低8.1 V的電壓，使轉換器工作時DSS功能免於(yu) 激活。最低LED電壓設計為(wei) 12.5 V，初級偏置繞組匝數(Nb)為(wei) 約13匝。

8) 開路保護

齊納二極管提供開路保護。開路電壓由二極管D8電壓、電阻R4壓降及光耦合器LED電壓之和確定。所選擇的齊納二極管D8的額定電壓為(wei) 18 V。

9) 泄漏電阻器及濾波器

電阻R10及電容C10提供小型的放電通道，並為(wei) 輸出濾波。

10) 模擬調光

本參考設計包含一個(ge) 可選的控製部分，這部分電路以模擬電流調節來調光。出於(yu) 這個(ge) 目的，可以增加電阻R12、R14、R15、二極管D9、晶體(ti) 管Q2等元器件從(cong) 及接往電位計R13的連接。本設計所選擇的電阻R12的阻值為(wei) 1 kΩ，調光電位計R13為(wei) 10 kΩ，R14為(wei) 820 Ω，R15為(wei) 1 kΩ。

11) 電容壽命

LED照明的其中一項考慮因素是驅動器與(yu) LED應當具有相當的工作壽命。雖然影響電源可靠性的因素眾(zhong) 多，但電解電容對任何電子電路的整體(ti) 可靠性至關(guan) 重要。有必要分析本應用中的電容，並選擇恰當電解電容，從(cong) 而提供較長的工作壽命。電解電容的可用壽命在很大程度上受環境溫度及內(nei) 部溫升影響。本參考設計選擇的電容是鬆下的ECA-1EM102，額定值為(wei) 1000 µF、25 V、850 mA、2,000小時及85℃。在假定50℃環境溫度條件下，這電容的可用壽命超過12萬(wan) 小時。

測試結果

相關(guan) 測試數據是NCP1014LEDGTGEVB評估板在負載為(wei) 4顆LED、工作電流約為(wei) 630 mA條件下測得的，除非另行有申明。圖3及圖4是不同條件下的能效測量數據。圖5顯示的是不同線路電壓條件下的功率因數。需要指出的是，輸入電壓在90 Vac至135 Vac範圍內(nei) 時，功率因數高於(yu) 0.8，遠高於(yu) “能源之星”的LED住宅照明應用功率因數要求。

圖3：Vin=115 Vac、不同輸出負載時的能效   
                             

圖4：Pout=8.5 W、不同線路電壓時的能效

圖5：不同線路電壓時的功率因數。

總結：

“能源之星”標準為(wei) 固態照明提供了量化要求，使LED驅動器麵臨(lin) 一些新的要求，如功率因數校正。這就要求新穎的解決(jue) 方案來滿足這些要求，同時還不會(hui) 增加電路複雜性及成本。本文結合優(you) 化的NCP1014LEDGTGEVB評估板，介紹了安森美半導體(ti) 的離線型8 W LED驅動器參考設計的設計背景、解決(jue) 方案及設計過程，並分享了相關(guan) 能效及功率因數測試結果，顯示這參考設計提供較高的能效，符合“能源之星”固態照明標準的功率因數要求，非常適合這類低功率LED照明應用。