在轉換器領域，不能不提GSPS ADC—也稱RF ADC。關(guan) 於(yu) 使用RF ADC的優(you) 勢，以及如何使用它們(men) 進行設計並以高的速率捕獲數據，人們(men) 進行了大量的討論。但是，人們(men) 似乎忘了一件事情，即低直流信號。

高性能ADC之前的輸入配置或者前端設計，對於(yu) 實現所需的係統性能非常關(guan) 鍵。通常重點在於(yu) 捕獲寬帶頻率，例如大於(yu) 1GHz的寬帶頻率。然而，在某些應用中，也需要直流或近直流信號，並且受到最終用戶的歡迎，因為(wei) 它們(men) 也可以傳(chuan) 輸重要信息。因此，通過優(you) 化整體(ti) 前端設計來捕獲直流和寬帶信號需要直流耦合前端，該直流耦合前端一直連接到高速轉換器。

考慮到應用的本質，將需要開發一個(ge) 有源前端設計，因為(wei) 用於(yu) 將信號耦合到轉換器的無源前端和巴倫(lun) 本身就已交流耦合。接下來我們(men) 以實際係統解決(jue) 方案為(wei) 例，概述共模信號的重要性，以及如何正確對放大器前端進行電平轉換。

共模

圖1顯示了轉換器如何查看差模與(yu) 共模信號。CM電壓隻是信號移動的中點—參見圖1。

圖1.差模與(yu) 共模信號示例

您也可以將其視為(wei) 新中點或零代碼—放大器，通常通過一個(ge) VOCM引腳或類似的器件，在輸出端建立CM。不過要小心，這些引腳也有一定的電流和電壓範圍要求。最好查閱一下放大器數據手冊(ce) ，並且/或者使用不會(hui) 使電路內(nei) 部的任何相鄰電路或基準點負荷過重的穩定偏置點。不要隻是分接一個(ge) 轉換器的基準電壓引腳(VREF)，它通常是轉換器滿量程的一半。可能無法提供充分的高精度偏置。謹慎起見，也應查閱轉換器數據手冊(ce) 上的引腳技術規格。一般而言，電阻容差1%的簡單分壓器和/或緩衝(chong) 器驅動器之類，可正確設置放大器的CM偏置。

在下麵表1中簡要列出了如何連接每個(ge) 應用的放大器和轉換器。

表1.共模矩陣

圖2顯示了一些正確的電路示例。

圖2.用於(yu) 放大器/轉換器前端的交流耦合與(yu) 直流耦合應用示例

共模：已斷開

如果未提供或保持共模偏置，轉換器將產(chan) 生增益和失調誤差，使獲取的總體(ti) 測量性能下降。簡單地說—轉換器輸出將如圖3所示，或者略有變化。

圖3.放大器和轉換器之間的CM不匹配

輸出頻譜的形態將與(yu) 過載滿量程輸入相似。這意味著轉換器的零點偏離中心，不是最優(you) 。你可能會(hui) 發現轉換器會(hui) 較早削波或者達不到轉換器的滿量程。但是，由於(yu) 轉換器開始使用1.8V電源和更低的電源，這一問題變得更為(wei) 嚴(yan) 重。這意味著模擬輸入的CM偏置為(wei) 0.9V或AVDD/2。並非所有的單電源放大器都支持這樣的低共模電壓，同時還保持相對較好的性能。

但是，並不是任何舊款放大器都能使用，因為(wei) 裕量可能非常受限，並且內(nei) 部晶體(ti) 管可能會(hui) 開始塌陷。如果將雙電源與(yu) 放大器配合使用，大多數情況下應該會(hui) 有充足的裕量來實現適當的CM偏置。缺點是增加了一個(ge) 額外的電源—可能不標準的負電源，這意味著更多的器件和更高的成本。簡單的反相器電路有助於(yu) 解決(jue) 這一問題。

將器件連接起來

了解共模和直流耦合之後，我們(men) 可以開始組建信號解決(jue) 方案。例如，ADL5567是雙通道差分放大器，增益為(wei) 20dB。它具有4.8 GHz帶寬，適合連接GSPS ADC，例如AD9625，這是12位、2.5 GSPS轉換器，具有JESD204B 8通道接口。圖4所示為(wei) 整體(ti) 設置框圖。

圖4.直流到WB放大器/轉換器信號鏈示例

在顯示的該配置中，前端接口針對寬帶采樣進行了優(you) 化，同時保留信號的直流成分。由於(yu) 器件為(wei) +5.5V耐壓。該設計使用+3.3V和2VAVDD分離電源。這使得放大器的輸出端和ADC的輸入端之間共模簡單對齊，兩(liang) 者均需在AIN+和AIN保持+0.525V。同樣，注意幾個(ge) 接地使能的放大器引腳功能(VSS)，單電源現強製設置為(wei) 2V供電(新VSS)。

CM電壓輸出很簡單，但是弄清楚放大器輸入的共模需求可能有點麻煩。需要為(wei) 接口做兩(liang) 件事：

1.輸入端CM電壓需要配置為(wei) 0V，否則，驅動放大器失調將使輸出軌偏向一側(ce) 。這將導致圖3所描述的性能問題或更嚴(yan) 重，—將出現放大器和轉換器信號鏈交流性能不佳。為(wei) 此，放大器輸入端的每一側(ce) 都需要允許電流流向地麵，或該直流耦合案例中2V。因此，在每個(ge) 放大器輸入端添加2.2kΩ的電阻來抑製失調電流。

工作原理：放大器輸出約為(wei) 0.525V，放大器輸入CM電壓為(wei) 0V。具有500Ω的內(nei) 部反饋電阻和約50Ω的輸入電阻使得它看起來有550Ω；或在本例中，我們(men) 假設一個(ge) 50Ω源電阻與(yu) 100Ω電阻並聯，得到33Ω。再串聯20Ω增加到53Ω。這是串聯了500Ω內(nei) 部反饋電阻或總計553Ω。也就是形成了500Ω和53Ω的0.525V電阻分壓器。反過來，產(chan) 生了900μA(或0.525/553)的電流。為(wei) 將此分流至地麵或新VSS或2V，添加2.2kΩ電阻或2V/2.2kΩ=900μA。

2.輸入為(wei) 單端輸入且需要適當配置來保持最佳性能，同時維持較低偶數階失真。同樣，100Ω與(yu) 50Ω源電阻有效並聯，得到33.33Ω戴維南等效電阻，如前所述。這通常又會(hui) 反映在VIN節點上，來平衡設備的輸入，因為(wei) 它是單端驅動的。但是，為(wei) 了改善偶數階失真，VIN+節點上的20Ω用於(yu) 保持所有寬帶頻率的低失真。這通過使用特定中頻約500MHz完成，—或參見圖5測試示例。

圖5.典型FFT性能@507MHzAIN@2500MSPS

由於(yu) 它是一個(ge) 迭代的過程，所以會(hui) 有些乏味。圖6中所示為(wei) 信號鏈設計中最高2GHz輸入頻率的典型交流頻率掃描性能。

圖6.典型交流頻率掃描性能@2500MSPS

值得注意的是，添加了5.1nH電感與(yu) 電源的正供電軌輸入串聯。這有助於(yu) 通過捕捉和再循環放大器內(nei) 部的這些不平衡電流來再次提高偶數階線性度性能與(yu) 頻率。

最後，需要針對放大器和ADC之間的前端BW優(you) 化接口。這通常也以迭代的方式完成。但是，對於(yu) 兩(liang) 個(ge) IC之間某些值的設置有幾點需注意。為(wei) 了在接口中獲得最佳BW，請遵循以下規則——

根據經驗和/或ADC數據手冊(ce) 建議，選擇一個(ge) 反衝(chong) 電阻器(RKB)，(本例中為(wei) Ω)，通常介於(yu) 5Ω和36Ω之間。

選擇放大器外部串聯電阻(RA)。如果放大器差分輸出阻抗在100Ω至200Ω範圍內(nei) ，RA應小於(yu) 10。如果放大器輸出阻抗為(wei) 12或更低，RA應介於(yu) 5Ω和36Ω之間。此時，為(wei) ADL5567選擇10Ω串聯電阻和阻抗為(wei) 10Ω的差分輸出。

放大器輸出的串聯與(yu) 並聯總電阻應與(yu) 放大器的表征負載(RL)接近。這裏，圖4電路中為(wei) 160Ω，或2RA+2RKB+RADC=20+40+100。ADL5567具有200Ω的RL，所以如果設計值偏離放大器的RL特性值太多，線性度性能可能出現偏差。

將內(nei) 部ADC電容CADC添加至10Ω串聯電阻後的並聯電容，來幫助完成內(nei) 部ADC采樣網絡反衝(chong) 。這也提供了軟低通濾波來減少任何折回帶內(nei) 的寬帶諧波。

使用上述標準開發出2GHz通帶平坦度響應產(chan) 品，以捕捉1st和2nd奈奎斯特區內(nei) 的頻率，假設采樣速率為(wei) 2.5GSPS。該設計的輸入驅動規格將為(wei) 8dBm或252mVp-p，假設在100MHz基準頻率下具有50Ω輸入阻抗。這是放大器輸入要求轉換器達到滿量程的輸入滿量程電平。

圖7.典型通帶平坦度性能和輸入驅動電平

在任何直流耦合設計中，忽略轉換器的共模輸入電壓規格均可引起嚴(yan) 重問題。如果使用了多個(ge) 級別，信號鏈中的共模水平必須保持一致，以防止兩(liang) 個(ge) 組件相互衝(chong) 突。如果未正確耦合，其中一個(ge) 將經常在各級間取勝，產(chan) 生虛假測量。對於(yu) 交流耦合應用，需在兩(liang) 級之間使用一個(ge) 耦合電容來打破這種共模不匹配。這樣設計才能夠優(you) 化放大器輸出和ADC輸入的偏置。否則，係統設計中需考慮雙電源或電平轉換電路，如以上直流耦合設計中的描述。