簡介

在大型數字波束合成天線中，人們(men) 非常希望通過組合來自分布式波形發生器和接收器的信號這一波束合成過程改善動態範圍。如果關(guan) 聯誤差項不相關(guan) ，則可以在噪聲和雜散性能方麵使動態範圍提升10logN。這裏的N是波形發生器或接收器通道的數量。噪聲在本質上是一個(ge) 非常隨機的過程，因此非常適合跟蹤相關(guan) 和不相關(guan) 的噪聲源。然而，雜散信號的存在增加了強製雜散去相關(guan) 的難度。因此，可以強製雜散信號去相關(guan) 的任何設計方法對相控陣係統架構都是有價(jia) 值的。

在本文中，我們(men) 將回顧以前發布的技術，這些技術通過偏移LO頻率並以數字方式補償(chang) 此偏移，強製雜散信號去相關(guan) 。然後，我們(men) 將展示ADI公司的最新收發器產(chan) 品，ADRV9009，說明其集成的特性如何實現這一功能。然後，我們(men) 以測量數據結束全文，證明這種技術的效果。

已知雜散去相關(guan) 方法

在相控陣中，用於(yu) 強製雜散去相關(guan) 的各種方法問世已有些時日。已知的第一份文獻1可以追溯到2002年，該文描述了用於(yu) 確保接收器雜散不相關(guan) 的一種通用方法。在這種方法中，先以已知方式，，修改從(cong) 接收器到接收器的信號。然後，接收器的非線性分量使信號失真。在接收器輸出端，將剛才在接收器中引入的修改反轉。目標信號變得相幹或相關(guan) ，但不會(hui) 恢複失真項。在測試中實現的修改方法是將每個(ge) 本振(LO)頻率合成器設置為(wei) 不同的頻率，然後在數字處理過程中以數字方式調諧數控振蕩器(NCO)，以校正修改。文獻裏還提到了若幹其他方法2, 3。

多年以後，隨著完整的收發器子係統被先進地集成到單個(ge) 單片矽片當中，收發器產(chan) 品中的嵌入式可編程特性為(wei) 實現以下文章描述的雜散去相關(guan) 方法提供了可能：“Correlation of Nonlinear Distortion in Digital Phased Arrays：Measurement and Mitigation”（數字相控陣中的非線性失真：測量與(yu) 緩解）。1

實現雜散去相關(guan) 的收發器功能

圖1所示為(wei) ADI公司收發器ADRV9009的功能框圖。

圖1.ADRV9009功能框圖

每個(ge) 波形發生器或接收器都是用直接變頻架構實現的。Daniel Rabinkin的文章“Front-End Nonlinear Distortion and Array Beamforming”（前端非線性失真與(yu) 陣列波形合成）詳細地討論了各種直接變頻架構。4 LO頻率可以獨立編程到各IC上。數字處理部分包括數字上/下變頻，其NCO也可跨IC獨立編程。Peter Delos的文章《A Review of Wideband RF Receiver Architecture Options》（寬帶射頻接收器架構的選項）對數字下變頻進行了進一步的描述。5

接下來，我們(men) 將展示一種方法，可以用於(yu) 在多個(ge) 收發器上強製雜散去相關(guan) 。首先，通過編程板載鎖相環(PLL)偏移LO的頻率。然後，設置NCO的頻率，以數字化補償(chang) 施加的LO頻率偏移。通過調整收發器IC內(nei) 部的兩(liang) 個(ge) 特性，進出收發器的數字數據不必在頻率上偏移，整個(ge) 頻率轉換和寄生去相關(guan) 功能都內(nei) 置在收發器IC中。

圖2所示為(wei) 具有代表性的波形發生器陣列功能框圖。我們(men) 將詳細描述波形發生器的方法，展示波形發生器的數據，但該方法同樣適用於(yu) 任何接收器陣列。

圖2.通過編程波形發生器陣列的LO和NCO頻率，強製雜散去相關(guan)

為(wei) 了從(cong) 頻率角度說明概念，圖3展示了一個(ge) 帶有來自直接變頻架構的兩(liang) 個(ge) 發送信號的示例。在這些示例中，射頻位於(yu) LO的高端。在直接變頻架構中，鏡像頻率和三次諧波出現在LO的相對側(ce) ，並顯示在LO頻率下方。當將不同通道的LO頻率設置為(wei) 相同的頻率時，雜散頻率也處於(yu) 相同的頻率，如圖3a所示。圖3b所示為(wei) LO2的設置頻率高於(yu) LO1的情況。數字NCO同等地偏移，使RF信號實現相幹增益。鏡像和三次諧波失真積處於(yu) 不同的頻率，因此不相關(guan) 。圖3c所示為(wei) 與(yu) 圖3b相同的配置，隻是RF載波添加了調製。

圖3.用頻率顯示雜散信號的光譜示例。三個(ge) 示例：(a) 無雜散去相關(guan) 的兩(liang) 個(ge) 組合CW信號；(b) 強製雜散去相關(guan) 的兩(liang) 個(ge) 組合CW信號；以及 (c) 強製雜散去相關(guan) 的兩(liang) 個(ge) 組合調製信號。

測量結果

組裝了一個(ge) 基於(yu) 收發器的8通道射頻測試台，用於(yu) 評估相控陣應用的收發器產(chan) 品線。評估波形發生器的測試設置如圖4所示。在該測試中，將相同的數字數據應用於(yu) 所有波形發生器。通過調整NCO相位實施跨通道校準，以確保射頻信號在8路組合器處同相並且相幹地組合。

圖4.波形發生器雜散測試設置

接下來，我們(men) 將展示測試數據，比較以下兩(liang) 種情況下的雜散性能：一是將LO和NCO都設為(wei) 相同的頻率；二是偏移LO和NCO的頻率。所使用的收發器在一個(ge) 雙通道器件內(nei) 共用一個(ge) LO（見圖1），因此對於(yu) 8個(ge) 射頻通道來說，共有4個(ge) 不同的LO頻率。

在圖5和圖6中，收發器NCO和LO都設置為(wei) 相同的頻率。在這種情況下，由鏡像、LO泄漏和三次諧波產(chan) 生的雜散信號都處於(yu) 相同的頻率。圖5所示為(wei) 通過頻譜分析儀(yi) 測得的各發射輸出。圖6所示為(wei) 組合輸出。在這個(ge) 特定的測試中，相對於(yu) 載波以dBc為(wei) 單位測量的鏡像雜散和LO泄漏雜散展現出改善的跡象，但三次諧波沒有改善。在測試中，我們(men) 發現，三次諧波在各個(ge) 通道之間始終相關(guan) ，鏡像頻率始終不相關(guan) ，LO頻率根據啟動條件而變化。這反映在圖3a中，其中，我們(men) 展示了三次諧波的相幹疊加、鏡像頻率的非相幹疊加以及LO泄漏頻率的部分相幹疊加。

圖5.各通道的波形發生器雜散（LO和NCO設為(wei) 相同的頻率）

圖6.組合波形發生器雜散（LO和NCO設為(wei) 相同的頻率）。注意，在這種配置中，三次諧波雜散沒有改善

在圖7和圖8中，收發器LO全部設為(wei) 不同的頻率，並且同時調整數字NCO的頻率和相位，使得信號相幹地組合。在這種情況下，由鏡像、LO泄漏和三次諧波產(chan) 生的雜散信號被強製設為(wei) 不同的頻率。圖7所示為(wei) 通過頻譜分析儀(yi) 測得的各發射輸出。圖8所示為(wei) 組合輸出。在這個(ge) 測試中，相對於(yu) 載波以dBc為(wei) 單位測量的鏡像雜散、LO泄漏雜散和三次諧波雜散開始擴散進噪聲，將通道組合起來後，每種雜散都展現出改善的跡象。

圖7.各通道的波形發生器雜散（LO和NCO的頻率偏移）

圖8.組合波形發生器雜散（LO和NCO頻率偏移）。注意，在這種情況下，雜散的頻率有所擴散，並且相對於(yu) 單個(ge) 通道SFDR，其SFDR有明顯的改善

當組合非常少量的通道時，比如在本測試中，雜散的相對水平實際上提高了20log(N)。這是由於(yu) 信號分量相幹地組合並以20log(N)遞增，而雜散根本沒有組合。在實踐中，通過組合大通道陣列和更多通道，改善程度有望接近10log(N)。原因有二。首先，在組合大量信號的情況下，充分擴散雜散以獨立考慮每個(ge) 雜散是不現實的。以1 MHz調製帶寬為(wei) 例。如果規格規定，要在1 MHz帶寬內(nei) 測量雜散輻射，那麽(me) 最好擴散雜散，使它們(men) 相距至少1 MHz。如果無法做到，則每1 MHz的測量帶寬都會(hui) 包括多個(ge) 雜散分量。由於(yu) 這些分量將處於(yu) 不同的頻率，所以，它們(men) 將不相幹地組合，並且在每1 MHz帶寬中測得的雜散功率將以10log(N)遞增。然而，任一1 MHz測量帶寬都不會(hui) 包含所有雜散，因此在這種情況下，雜散N小於(yu) 信號N；盡管改進增量為(wei) 10log(N)，但一旦N足夠大，使其雜散密度能在測量帶寬內(nei) 容納多個(ge) 雜散，則與(yu) 無雜散信號去相關(guan) 的係統相比，絕對改善量仍然優(you) 於(yu) 10log(N)——也就是說，改善量將介於(yu) 10log(N)和20log(N)分貝（或dB）之間。其次，這個(ge) 測試是用CW信號完成的，但現實信號會(hui) 被調製，這將導致它們(men) 擴散，使得在組合大量信道的情況下，不可能實現不重疊的雜散信號。這些重疊的雜散信號將是不相關(guan) 的，並且在重疊區域以10log(N)不相幹地遞增。

當將不同通道的LO設為(wei) 相同頻率時，需要特別注意LO泄漏分量。當兩(liang) 個(ge) 信號分支相加時，模擬調製器中LO的不完全消除，這是導致LO泄漏的原因。如果幅度和相位不平衡是隨機誤差，則剩餘(yu) LO泄漏分量的相位也將是隨機的，並且當將許多不同的收發器的LO泄漏相加時，即使它們(men) 的頻率完全相同，它們(men) 也將以10log(N)不相幹地疊加。調製器的鏡像分量也應如此，但調製器的三次諧波則不一定這樣。在少量通道被相幹組合的情況下，LO相位不太可能是完全隨機的，因此測得數據中展示了部分去相關(guan) 的原因。由於(yu) 信道數量非常多，因此，不同通道的LO相位更接近隨機條件，並且預計為(wei) 不相關(guan) 疊加。

結論

當LO和NCO的頻率偏移時，結果會(hui) 測得SFDR，其清楚地表明，所產(chan) 生的雜散全部處於(yu) 不同頻率並且在組合過程中不相關(guan) ，從(cong) 而確保在組合通道時SFDR能得到改善。現在，在ADI公司的收發器產(chan) 品中，LO和NCO頻率控製已經成為(wei) 一種可編程的特性。結果表明，該功能可用於(yu) 相控陣應用，相比單通道性能，可確保陣列級的SFDR改善。

(來源：ADI公司, 作者：Peter Delos, Michael Jones, and Mark Robertson)