摘要

本文為(wei) 設計人員提供了使用LTspice®模擬工程電源解決(jue) 方案的背景和指導。對工程電源解決(jue) 方案實施優(you) 化後，可使用LTspice研究完整的MEMS信號鏈。有些傳(chuan) 感器具有數字輸出，有些傳(chuan) 感器則包含模擬輸出。對於(yu) 包含模擬輸出的傳(chuan) 感器，可使用LTspice以及運算放大器、模數轉換器(ADC)甚至可用的MEMS頻率響應模型，模擬整個(ge) 信號鏈。

多快好省

針對同一線路上共享電源和數據，目前有多種標準，包括針對數據線供電(PoDL)的IEEE 802.3bu，以及針對以太網供電(PoE)的IEEE 802.3af，采用帶有專(zhuan) 用電源接口控製器。這些定義(yi) 的標準通過檢測、連接檢查、分類和開/關(guan) 故障監測，提供了受控的安全電源連接。在安全供電情況下，功率水平範圍為(wei) 幾瓦至幾十瓦。與(yu) 適用於(yu) 廣泛應用的標準化PoE/PoDL規範相反，術語“工程電源(EP)”是指定製的數據線供電設計，通常用於(yu) 單個(ge) 應用。例如，針對電機控製編碼器應用，Hiperface DSL規範1將電源和數據耦合至同一線路。工程電源還可用於(yu) 一些現代傳(chuan) 感器係統中。

一般的共享電源和數據接口經過編碼，可減少信號直流成分，從(cong) 而在發送交流信號成分時簡化係統設計。但是，許多數字輸出傳(chuan) 感器接口（例如，SPI和I2C）尚未經過編碼，具有可變的信號直流成分，因此不是共享數據和電源設計的自然之選。對SPI或I2C進行編碼需要額外的微控製器，這會(hui) 增加解決(jue) 方案的成本和尺寸，如圖1所示。為(wei) 了免去編碼和額外增加微控製器的麻煩，設計人員必須嚐試采用多快好省的辦法，這就需要仔細設計和模擬工程電源電路。工程電源電路由電感、電容和保護電路組成，一起構成了一個(ge) 濾波器。

圖1.MEMS傳(chuan) 感器的潛在工程電源解決(jue) 方案，在傳(chuan) 感器解決(jue) 方案尺寸和設計複雜性方麵進行了權衡

工程電源背景

功率和數據通過電感電容網絡分布在一對電線上。高頻數據通過串聯電容與(yu) 數據線路耦合，同時保護通信收發器免受直流母線電壓影響。主控製器上的電源通過電感器連接到數據線路，然後使用電纜遠端的子節點傳(chuan) 感器節點上的電感器進行濾波。

電感電容網絡將產(chan) 生高通濾波器，因此耦合解決(jue) 方案必須添加到不需要直流數據成分的數據線上。但是，有些接口未在物理層進行編碼以去除直流成分，例如，SPI。在這種情況下，係統設計人員需考慮最壞情況的直流成分場景，即數據幀中發送的所有位均為(wei) 邏輯高電平（100% 直流成分）。所選的電感還將具有指定的自諧振頻率(SRF)，超過該頻率時，電感值會(hui) 下降，寄生電容會(hui) 增加。這樣，工程電源電路將同時充當低通和高通濾波器（帶通）。基於(yu) 模擬的建模可大大幫助係統設計人員了解該限製。

長距離移植SPI時，電纜和元件會(hui) 影響係統時鍾和數據同步。可能的最大SPI時鍾基於(yu) 係統傳(chuan) 輸延遲設置，包括電纜傳(chuan) 輸延遲，以及主節點和子節點元件傳(chuan) 輸延遲。雖然本文未作進一步討論，但設計人員應意識到該額外限製，更多信息請參考文章“為(wei) 工業(ye) 4.0啟用可靠的基於(yu) 狀態的有線監控——第2部分”。2

圖2所示為(wei) 簡化的工程電源電路，可用於(yu) 進行濾波或下降電壓和下降時間分析。受數據線供電網絡電感的影響，通信總線電壓會(hui) 下降，如圖3所示。電壓下降分析很重要，因為(wei) 當電壓下降超過峰值電壓的99%時，網絡中會(hui) 出現位錯誤。可將係統設計為(wei) 符合特定的電壓下降和時間下降規範。例如，1000BASE-T以太網假設500 ns內(nei) 的電壓下降為(wei) 27%，3如圖3所示。

圖2.工程電源，用於(yu) 分析的簡化電路

圖3.電壓下降和下降時間

等式1至等式6提供電感值和電容值，以獲得目標電壓下降值和下降時間。假設在電壓下降期間，隔直電容間的電壓變化可忽略不計，則得出以下表達式，以求取串聯LR電路的電壓下降值：

基於(yu) 目標下降、下降時間和電阻，該等式提供了求取電感的表達式：4

通過以下等式求出串聯RLC電路的阻尼比：

假設臨(lin) 界阻尼係統的ζ = 1，則給出了用於(yu) 求取C的表達式：

代入上述求C和L的表達式，得出電路高通濾波器的截止頻率：

對於(yu) 臨(lin) 界阻尼係統：

為(wei) 什麽(me) 使用LTspice來進行工程電源模擬？

使用LTspice進行工程電源模擬有幾個(ge) 令人信服的原因，包括：

● 真實電感模型，包括可使模擬與(yu) 真實性能更緊密相關(guan) 的器件寄生效應。LTspice庫中具有數以千計的電感模型，由眾(zhong) 多知名製造商（Würth、Murata、Coilcraft和Bourns）提供。

● 提供適用於(yu) ADI物理層通信收發器的LTspice模型以支持多種接口標準（CAN、RS-485），而其他半導體(ti) 製造商通常不提供。

● 靈活的LTspice波形查看器可用於(yu) 對數據線供電設計進行快速的數值評估。

● 與(yu) 普通SPICE模擬器相比，借助LTspice的增強功能，模擬功耗器件（例如，LDO穩壓器和開關(guan) 穩壓器）的速度非常快，用戶僅(jin) 需幾分鍾即可查看大部分開關(guan) 穩壓器的波形。

● 現成LTspice演示電路減少了原理圖采集時間。

● 有1000多種ADI功率器件模型、200多種運算放大器模型和ADC模型以及電阻、電容、晶體(ti) 管和MOSFET模型，可供您用於(yu) 完成剩餘(yu) 的設計部分。

使用LTspice進行下降分析

圖4提供了簡化的數據線供電模擬電路。該電路使用LTC2862 RS-485收發器LTspice宏模型和1 mH電感(Würth 74477830)。LTspice中的真實電感模型包括可使模擬與(yu) 真實設計性能更緊密相關(guan) 的器件寄生效應。隔直電容值為(wei) 10 µF。一般來說，使用較大的電感值和電容值可降低通信網絡上的數據速率性能。模擬測試用例的數據速率為(wei) 250 kHz，這大致相當於(yu) 通過RS-485接口移植時鍾同步SPI時100米的電纜通信2。模擬中使用的輸入電壓波形對應於(yu) 最差情況的直流成分，其中包含16位字和所有邏輯高電平位。模擬結果如圖5和圖6所示。輸入電壓波形(VIN)與(yu) 遠程受電器件的輸出相匹配（無通信錯誤）。圖6所示為(wei) 用於(yu) 進行下降分析的總線電壓差分波形（電壓A到電壓B）的放大圖。從(cong) L2電感中提取的遠程傳(chuan) 感器節點電壓提供5 V±1 mV的電源軌。

圖4.使用LTC2862 (RS-485)和1 mH Würth電感74477830的工程電源LTspice模擬電路

圖5.RS-485總線差分電壓V(A,B)以及下降點X和Y的模擬結果

圖6.點X和Y的下降分析

使用圖5和圖6的LTspice波形測量VDROOP、VPEAK和TDROOP。然後，使用等式2和等式4計算L值和C值。如表1所示，計算出的L值為(wei) 1 mH至3 mH，但該值可能因測量波形的位置而有所不同。在X點進行的測量最準確，產(chan) 生了約為(wei) 1 mH的正確電感值。高通濾波器頻率（等式6）就是下降時間和電壓的函數，對於(yu) 點X，1位（半個(ge) 時鍾周期）的頻率約等於(yu) 250 kHz/32，與(yu) 圖5所示的輸入波形(V3)相匹配。

運行圖4所示的模擬時，值得注意的是，建議使用C8電容來降低傳(chuan) 感器上的電壓過衝(chong) （功率提取節點上的VPOUT）。添加C8以後，過衝(chong) 最大值為(wei) 47 mV，並且在1.6 ms內(nei) 建立至所需5 VDC的1 mV以內(nei) 。在不使用C8電容的情況下進行模擬導致係統欠阻尼，過衝(chong) 值為(wei) 600 mV，並且與(yu) 5 VDC目標存在100 mV的永久電壓振蕩。

C值為(wei) 0.4 μF至1 μF，如表1所示。C值小於(yu) 10 µF隔直電容值，因為(wei) 電路包含額外的串聯電容（1 µF、100 µF），且可能出現過阻尼，這與(yu) 等式1至等式6的計算相矛盾。

表1.下降分析：使用VDROOP/VPEAK和TDROOP測定電路電感和電容

使用LTspice模擬更複雜的供電電路

在傳(chuan) 感器節點添加LDO穩壓器或DC-DC轉換器可實現在標準工業(ye) 電壓軌（例如，12 VDC和24 VDC）上從(cong) 主節點供電。LDO穩壓器或DC-DC開關(guan) 穩壓器的選擇取決(jue) 於(yu) 應用要求。如果應用使用12 VDC電壓軌，則LDO穩壓器可能適合用來實現超低噪聲性能，並且在傳(chuan) 感器子節點產(chan) 生可接受的功耗。對於(yu) 24 VDC電壓軌，建議使用效率更高的DC-DC開關(guan) 穩壓器來降低功耗。ADI的低噪聲Silent Switcher®架構確保可實現更高的能效和低噪聲。

24 VDC廣泛用於(yu) 鐵路、工業(ye) 自動化、航空航天和防務應用中。適用於(yu) 鐵路用電子裝置的EN 50155標準5規定了24 VDC的標稱輸入電壓，但標稱輸入變化為(wei) 0.7 VIN至1.25 VIN，規定的擴展範圍為(wei) 0.6 × VIN至1.4 × VIN。因此，應用中使用的DC-DC器件需要14.4 VDC至33.6 VDC的較寬輸入範圍。

LTM8002 Silent Switcher µModule®穩壓器采用6.25 mm × 6.25 mm BGA封裝和3.4 VDC至40 VDC的較寬輸入範圍，非常適用於(yu) 鐵路車輛監控中所用的空間受限振動傳(chuan) 感器。

圖7複製了圖4的原理圖，增加了LTM8002，從(cong) 主節點輸送至子節點傳(chuan) 感器的電源為(wei) 24 VDC。模擬顯示在LTM8002上達到所需5 VDC±1%的輸出電壓需要1ms的斜坡時間。建議設計人員在上電時實施2 ms至3 ms時間延遲，然後再啟動主節點和子節點之間的通信。這將確保在傳(chuan) 感器節點輸出端獲得有效數據。

圖7.在傳(chuan) 感器子節點(LTM8002)使用ADI的低噪聲Silent Switcher器件可為(wei) 電源軌設計提供更大的靈活性

圖8.在VPOUT上達到所需5 VDC的斜坡時間為(wei) 1 ms，2 ms至3 ms後在VOUT上獲得有效數據

完整的MEMS信號鏈模擬

ADI公司提供很多設計筆記，可幫助設計人員完成MEMS信號鏈設計，並使用LTspice進行模擬（參見圖9）。雖然很多MEMS均為(wei) 數字輸出，但也有很多高性能傳(chuan) 感器具有模擬輸出。模擬運算放大器和ADC信號鏈可在完成硬件設計構建之前提供有價(jia) 值的見解。

如要分析低通濾波、放大器和ADC輸入對傳(chuan) 感器數據的影響，設計人員可參考Gabino Alonso和Kris Lokere提供的LTspice基準電路。6可提供AD4002和AD4003 18位SAR ADC以及16位LTC2311-16的模擬模型。關(guan) 於(yu) 使用LTspice開發定製的模數轉換器模型，Erick Cook提供了有用的實踐指南。7

有200多種運算放大器模型可供選擇，包括ADA4807和ADA4805係列。可提供基準電壓宏模型（例如，ADR4525和LTC6655-5），以及ADA4807-1基準電壓緩衝(chong) 器。

Simon Bramble在他的一篇關(guan) 於(yu) 狀態監控係統的文章中介紹了如何使用LTspice來分析振動數據的頻譜。8 Simon的文章提供了關(guan) 於(yu) 格式化和分析捕獲的傳(chuan) 感器數據的有用提示。

圖10所示為(wei) ADXL1002低噪聲、±50 g MEMS加速度計頻率響應的LTspice模型示例。以LTspice拉普拉斯格式使用串聯LRC電路與(yu) MEMS頻率響應很接近。模擬模型與(yu) 數據表典型性能保持較好的一致性，諧振頻率為(wei) 21 kHz，在11 kHz時為(wei) 3 dB。對於(yu) 交流分析，最好在LTspice中使用Laplace電路，但對於(yu) 瞬態分析，應使用分立式RLC器件以獲得最佳模擬性能。

圖9.使用LTspice的完整傳(chuan) 感器信號鏈模擬（簡圖—未顯示所有連接和無源器件）

圖10.(a) MEMS頻率響應的Laplace模型，(b)圖顯示諧振頻率為(wei) 21 kHz，在11 kHz時為(wei) 3 dB。

對於(yu) 模擬輸出加速度計（例如，ADXL1002），帶寬的定義(yi) 為(wei) 對直流（或低頻）加速度的響應降至–3 dB時的信號頻率。圖11複製了圖10的MEMS頻率響應模型，但還包括運算放大器的濾波器電路。使用該濾波器電路，可在3 dB內(nei) 測量更多的MEMS頻率響應。該圖顯示，在17 kHz時運算放大器的VOUT為(wei) 3 dB，而未濾波MEMS的輸出在11 kHz時為(wei) 3 dB。

圖12包括MEMS輸入模型（圖10中的分立式RLC）、運算放大器濾波和16位LTC2311-16 SAR ADC模型。可使用模塊化方法構建和模擬完整的信號鏈，將有線接口和工程電源作為(wei) 獨立的模塊添加。

對於(yu) 瞬態模擬，可探測LTC2311-16 DIGITAL_OUT節點，以查看對應於(yu) MEMS電壓輸入(VIN)的數字輸出。可修改LTC2311-16 LTspice模型，以減少串行時鍾和CNV接口時序，並且可將數字輸出基準OVDD更改為(wei) 1.71 V至2.5 V範圍內(nei) 的任何值。一些RS-485收發器（例如，LTC2865）包括一個(ge) 邏輯接口引腳VL，該引腳可在1.8 V或2.5 V下運行，從(cong) 而為(wei) ADC數字輸出數據的有線流傳(chuan) 輸提供完美匹配。然後可使用LTC2865 VCC引腳，在3.3 V或5.0 V下單獨為(wei) RS-485接口供電，以提供電壓更高的電纜驅動。

圖11.(a) MEMS頻率響應和濾波器模型，以及(b)推高至17 kHz的3 dB點（與(yu) 11 kHz下的圖10b相比）

圖12.MEMS輸入模型（圖10中的分立式RLC）、運算放大器濾波和16位LTC2311-16 SAR ADC模型

圖13.MEMS模型的輸入電壓(VIN)和濾波後的數字化輸出電壓(DIGITAL_OUT)

參考MEMS和工程電源評估平台

ADI的有線狀態監控平台為(wei) ADcmXL3021三軸振動傳(chuan) 感器提供工業(ye) 有線鏈接解決(jue) 方案。硬件信號鏈由ADcmXL3021加速度計組成，SPI和中斷輸出與(yu) 接口PCB相連，通過數米長的電纜將發送至RS-485物理層的SPI轉化發送至遠程主控製器板。SPI到RS-485物理層的轉換可以使用隔離或非隔離的接口PCB實現，其中包括iCoupler®隔離(ADuM5401/ADuM110N0)和RS-485/RS-422收發器(ADM4168E/ADM3066E)。該解決(jue) 方案通過一根標準電纜（工程電源）將電能和數據結合在一起，從(cong) 而降低了遠程MEMS傳(chuan) 感器節點的電纜和連接器成本。專(zhuan) 用軟件GUI可以簡單配置ADcmXL3021器件，並在長電纜上捕捉振動數據。GUI軟件將數據可視化顯示為(wei) 原始時間域或FFT波形。

圖14.數據線供電的有線振動監控。

結論

現代MEMS傳(chuan) 感器解決(jue) 方案的體(ti) 積小、集成度高，並且放置在振動源附近，用於(yu) 測量振動頻率。頻率隨時間的變化表明振動源（電機、發電機等）存在問題。頻率測量對於(yu) CbM而言至關(guan) 重要。使用工程電源解決(jue) 方案可節省MEMS傳(chuan) 感器的連接器數量和電纜成本。LTspice是強大的免費模擬工具，可用於(yu) 模擬工程電源設計。數千個(ge) 功率器件模型（包括LTM8002 Silent Switcher器件）可用於(yu) 完成剩餘(yu) 的設計部分。使用提供的ADC、運算放大器和MEMS模型，可實現完整的MEMS信號鏈模擬。

參考文獻

1. Hiperface DSL®—數字進化。SICK Sensor Intelligence，2020年10月。

2. Richard Anslow和Dara O’Sullivan。“為(wei) 工業(ye) 4.0啟用可靠的基於(yu) 狀態的有線監控——第2部分。”ADI公司，2019年11月。

3. “IEEE 802.3bu-2016——IEEE以太網標準——修正案8：單根平衡雙絞線以太網由數據線供電(PoDL)的電線的物理層和管理參數。”IEEE，2017年2月。

4. Andy Gardner。“PoDL：去耦網絡演示。”淩力爾特，2014年5月。

5.“EN 50155:2017用於(yu) 鐵路車輛的鐵路應用電子設備”。

6. Gabino Alonso 和 Kris Lokere。“LTspice：仿真SAR ADC模擬輸入。”ADI公司，2017年11月。

7. Erick Cook。“使用LTspice模擬混合連續采樣係統。” EDN Asia，2020年1月。

8. Simon Bramble。“使用LTspice分析狀態監控係統中的振動數據。”《模擬對話》，第54卷 第2期，2020年6月。