01 反激式電源中的鐵氧體(ti) 磁放大器

對於(yu) 兩(liang) 個(ge) 輸出端都提供實際功率(5V 2A 和 12V 3A，兩(liang) 者都可實現± 5%調節)的雙路輸出反激式電源來說，當電壓達到 12V 時會(hui) 進入零負載狀態，而無法在 5%限度內(nei) 進行調節。線性穩壓器是一個(ge) 可實行的解決(jue) 方案，但由於(yu) 價(jia) 格昂貴且會(hui) 降低效率，仍不是理想的解決(jue) 方案。

我們(men) 建議的解決(jue) 方案是在 12V 輸出端使用一個(ge) 磁放大器，即便是反激式拓撲結構也可使用。為(wei) 了降低成本，建議使用鐵氧體(ti) 磁放大器。然而，鐵氧體(ti) 磁放大器的控製電路與(yu) 傳(chuan) 統的矩形磁滯回線材料(高磁導率材料)的控製電路有所不用。鐵氧體(ti) 的控製電路(D1 和 Q1)可吸收電流以便維持輸出端供電。該電路已經過全麵測試。變壓器繞組設計為(wei) 5V 和 13V 輸出。該電路在實現 12V 輸出± 5%調節的同時，甚至還可以達到低於(yu) 1W 的輸入功率(5V 300 mW 和 12V 零負載)。

圖 1

02 使用現有的消弧電路提供過流保護

考慮一下 5V 2A 和 12V 3A 反激式電源。該電源的關(guan) 鍵規範之一便是當 12V 輸出端達到空載或負載極輕時，對 5V 輸出端提供過功率保護(OPP)。這兩(liang) 個(ge) 輸出端都提出了± 5%的電壓調節要求。

對於(yu) 通常的解決(jue) 方案來說，使用檢測電阻會(hui) 降低交叉穩壓性能，並且保險絲(si) 的價(jia) 格也不菲。而現在已經有了用於(yu) 過壓保護(OVP)的消弧電路。該電路能夠同時滿足 OPP 和穩壓要求，使用部分消弧電路即可實現該功能。

從(cong) 圖 2 可以看出，R1 和 VR1 形成了一個(ge) 12V 輸出端有源假負載，這樣可以在 12V 輸出端輕載時實現 12V 電壓調節。在 5V 輸出端處於(yu) 過載情況下時，5V 輸出端上的電壓將會(hui) 下降。假負載會(hui) 吸收大量電流。R1 上的電壓下降可用來檢測這一大量電流。Q1 導通並觸發 OPP 電路。

圖 2

03 有源並聯穩壓器與(yu) 假負載

在線電壓 AC 到低壓 DC 的開關(guan) 電源產(chan) 品領域中，反激式是目前最流行的拓撲結構。這其中的一個(ge) 主要原因是其獨有的成本效益，隻需向變壓器次級添加額外的繞組即可提供多路輸出電壓。

通常，反饋來自對輸出容差有最嚴(yan) 格要求的輸出端。然後，該輸出端會(hui) 定義(yi) 所有其它次級繞組的每伏圈數。由於(yu) 漏感效應的存在，輸出端不能始終獲得所需的輸出電壓交叉穩壓，特別是在給定輸出端因其它輸出端滿載而可能無負載或負載極輕的情況下更是如此。

可以使用後級穩壓器或假負載來防止輸出端電壓在此類情況下升高。然而，由於(yu) 後級穩壓器或假負載會(hui) 造成成本增加和效率降低，因而它們(men) 缺乏足夠的吸引力，特別是在近年來對多種消費類應用中的空載和 / 或待機輸入功耗的法規要求越來越嚴(yan) 格的情況下，這一設計開始受到冷落。圖 3 中所示的有源並聯穩壓器不僅(jin) 可以解決(jue) 穩壓問題，還能夠最大限度地降低成本和效率影響。

圖 3：用於(yu) 多路輸出反激式轉換器的有源並聯穩壓器。

該電路的工作方式如下：兩(liang) 個(ge) 輸出端都處於(yu) 穩壓範圍時，電阻分壓器 R14 和 R13 會(hui) 偏置三極管 Q5，進而使 Q4 和 Q1 保持在關(guan) 斷狀態。在這樣的工作條件下，流經 Q5 的電流便充當 5V 輸出端很小的假負載。

5V 輸出端與(yu) 3.3V 輸出端的標準差異為(wei) 1.7V。當負載要求從(cong) 3.3V 輸出端獲得額外的電流，而從(cong) 5V 輸出端輸出的負載電流並未等量增加時，其輸出電壓與(yu) 3.3V 輸出端的電壓相比將會(hui) 升高。由於(yu) 電壓差異約超過 100 mV，Q5 將偏置截止，從(cong) 而導通 Q4 和 Q1 並允許電流從(cong) 5V 輸出端流到 3.3V 輸出端。該電流將降低 5V 輸出端的電壓，進而縮小兩(liang) 個(ge) 輸出端之間的電壓差異。

Q1 中的電流量由兩(liang) 個(ge) 輸出端的電壓差異決(jue) 定。因此，該電路可以使兩(liang) 個(ge) 輸出端均保持穩壓，而不受其負載的影響，即使在 3.3V 輸出端滿載而 5V 輸出端無負載這樣最差的情況下，仍能保持穩壓。設計中的 Q5 和 Q4 可以提供溫度補償(chang) ，這是由於(yu) 每個(ge) 三極管中的 VBE 溫度變化都可以彼此抵消。二極管 D8 和 D9 不是必需的器件，但可用於(yu) 降低 Q1 中的功率耗散，從(cong) 而無需在設計添加散熱片。

該電路隻對兩(liang) 個(ge) 電壓之間的相對差異作出反應，在滿載和輕負載條件下基本不起作用。由於(yu) 並聯穩壓器是從(cong) 5V 輸出端連接到 3.3V 輸出端，因此與(yu) 接地的並聯穩壓器相比，該電路的有源耗散可以降低 66%。其結果是在滿載時保持高效率，從(cong) 輕負載到無負載的功耗保持較低水平。

04 采用 StackFET 的高壓輸入開關(guan) 電源

使用三相交流電進行工作的工業(ye) 設備常常需要一個(ge) 可以為(wei) 模擬和數字電路提供穩定低壓直流電的輔助電源級。此類應用的範例包括工業(ye) 傳(chuan) 動器、UPS 係統和能量計。

此類電源的規格比現成的標準開關(guan) 所需的規格要嚴(yan) 格得多。不僅(jin) 這些應用中的輸入電壓更高，而且為(wei) 工業(ye) 環境中的三相應用所設計的設備還必須容許非常寬的波動—包括跌落時間延長、電湧以及一個(ge) 或多個(ge) 相的偶然丟(diu) 失。而且，此類輔助電源的指定輸入電壓範圍可以達到 57 VAC 至 580 VAC 之寬。

設計如此寬範圍的開關(guan) 電源可以說是一大挑戰，主要在於(yu) 高壓 MOSFET 的成本較高以及傳(chuan) 統的 PWM 控製環路的動態範圍的限製。StackFET 技術允許組合使用不太昂貴的、額定電壓為(wei) 600V 的低壓 MOSFET 和 Power Integrations 提供的集成電源控製器，這樣便可設計出簡單便宜並能夠在寬輸入電壓範圍內(nei) 工作的開關(guan) 電源。

圖 4：采用 StackFET 技術的三相輸入 3W 開關(guan) 電源。

該電路的工作方式如下：電路的輸入端電流可以來自三相三線或四線係統，甚至來自單相係統。三相整流器由二極管 D1-D8 構成。電阻 R1-R4 可以提供浪湧電流限製。如果使用可熔電阻，這些電阻便可在故障期間安全斷開，無需單獨配備保險絲(si) 。pi 濾波器由 C5、C6、C7、C8 和 L1 構成，可以過濾整流直流電壓。

電阻 R13 和 R15 用於(yu) 平衡輸入濾波電容之間的電壓。當集成開關(guan) (U1)內(nei) 的 MOSFET 導通時，Q1 的源端將被拉低，R6、R7 和 R8 將提供柵極電流，並且 VR1 到 VR3 的結電容將導通 Q1。齊納二極管 VR4 用於(yu) 限製施加給 Q1 的柵極源電壓。當 U1 內(nei) 的 MOSFET 關(guan) 斷時，U1 的最大化漏極電壓將被一個(ge) 由 VR1、VR2 和 VR3 構成的 450 V 箝位網絡箝位。這會(hui) 將 U1 的漏極電壓限製到接近 450 V。

與(yu) Q1 相連的繞組結束時的任何額外電壓都會(hui) 被施加給 Q1。這種設計可以有效地分配 Q1 和 U1 之間的整流輸入直流電壓和反激式電壓總量。電阻 R9 用於(yu) 限製開關(guan) 切換期間的高頻振蕩，由於(yu) 反激間隔期間存在漏感，箝位網絡 VR5、D9 和 R10 則用於(yu) 限製初級上的峰值電壓。

輸出整流由 D1 提供。C2 為(wei) 輸出濾波器。L2 和 C3 構成次級濾波器，以減小輸出端的開關(guan) 紋波。

當輸出電壓超過光耦二極管和 VR6 的總壓降時，VR6 將導通。輸出電壓的變化會(hui) 導致流經 U2 內(nei) 的光耦二極管的電流發生變化，進而改變流經 U2B 內(nei) 的晶體(ti) 管的電流。當此電流超出 U1 的 FB 引腳閾值電流時，將抑製下一個(ge) 周期。輸出穩壓可以通過控製使能及抑製周期的數量來實現。一旦開關(guan) 周期被開啟，該周期便會(hui) 在電流上升到 U1 的內(nei) 部電流限製時結束。R11 用於(yu) 限製瞬態負載時流經光耦器的電流，以及調整反饋環路的增益。電阻 R12 用於(yu) 偏置齊納二極管 VR6。

IC U1 (LNK 304)具有內(nei) 置功能，因此可根據反饋信號消失、輸出端短路以及過載對該電路提供保護。由於(yu) U1 直接由其漏極引腳供電，因此不需要在變壓器上添加額外的偏置繞組。C4 用於(yu) 提供內(nei) 部電源去耦。

05 選擇好的整流二極管可以簡化 AC/DC 轉換器中的 EMI 濾波器電路並降低其成本

該電路可以簡化 AC/DC 轉換器中的 EMI 濾波器電路並降低其成本。要使 AC/DC 電源符合 EMI 標準，就需要使用大量的 EMI 濾波器器件，例如 X 電容和 Y 電容。AC/DC 電源的標準輸入電路都包括一個(ge) 橋式整流器，用於(yu) 對輸入電壓進行整流(通常為(wei) 50-60 Hz)。由於(yu) 這是低頻 AC 輸入電壓，因此可以使用如 1N400X 係列二極管等標準二極管，另一個(ge) 原因是這些二極管的價(jia) 格是最便宜的。

這些濾波器器件用於(yu) 降低電源產(chan) 生的 EMI，以便符合已發布的 EMI 限製。然而，由於(yu) 用來記錄 EMI 的測量隻在 150 kHz 時才開始，而 AC 線電壓頻率隻有 50 或 60 Hz，因此橋式整流器中使用的標準二極管(參見圖5-1)的反向恢複時間較長，且通常與(yu) EMI 產(chan) 生沒有直接關(guan) 係。

然而，過去的輸入濾波電路中有時會(hui) 包括一些與(yu) 橋式整流器並聯的電容，用來抑製低頻輸入電壓整流所造成的任何高頻波形。

如果在橋式整流器中使用快速恢複二極管，就無需使用這些電容了。當這些二極管之間的電壓開始反向時，它們(men) 的恢複速度非常快(參見圖 5-2)。這樣通過降低隨後的高頻關(guan) 斷急變以及 EMI，可以降低 AC 輸入線中的雜散線路電感激勵。由於(yu) 2 個(ge) 二極管可以在每半個(ge) 周期中實現導通，因此 4 個(ge) 二極管中隻需要 2 個(ge) 是快速恢複類型即可。同樣，在每半個(ge) 周期進行導通的兩(liang) 個(ge) 二極管中，隻需要其中一個(ge) 二極管具有快速恢複特性即可。

圖 5-1：在 AC 輸入端使用橋式整流器的 SMPS 的典型輸入級。

圖 5-2：輸入電壓和電流波形顯示了反向恢複結束時的二極管急變。

06 用軟啟動禁止低成本輸出來遏製電流尖峰

為(wei) 滿足嚴(yan) 格的待機功耗規範要求，一些多路輸出電源被設計為(wei) 在待機信號為(wei) 活動狀態時斷開輸出連接。

通常情況下，通過關(guan) 閉串聯旁路雙極晶體(ti) 管(BJT)或 MOSFET 即可實現上述目的。對於(yu) 低電流輸出，如果在設計電源變壓器時充分考慮到晶體(ti) 管的額外壓降情況，則 BJT 可成為(wei) MOSFET 的合適替代品，且成本更為(wei) 低廉。

圖6所示為(wei) 簡單的 BJT 串聯旁路開關(guan) ，電壓為(wei) 12 V，輸出電流強度為(wei) 100 mA，並帶有一超大電容(CLOAD)。晶體(ti) 管 Q1 為(wei) 串聯旁路元件，由 Q2 根據待機信號的狀態來控製其開關(guan) 。電阻 R1 的值是額定的，這樣可確保 Q1 有足夠的基值電流在最小 Beta 和最大的輸出電流下以飽和的狀態工作。PI 建議額外添加一個(ge) 電容器(Cnew)，用以調節導通時的瞬態電流。如果不添加 Cnew，Q1 在導通後即迅速進入電容性負載，並因而產(chan) 生較大的電流尖峰。為(wei) 調節該瞬態尖峰，需要增加 Q1 的容量，這便導致了成本的增加。

用作 Q1 額外“密勒電容”的 Cnew 可以消除電流尖峰。該額外電容可限製 Q1 集電極的 dv/dt 值。dv/dt 值越小，流入 Cload 的充電電流就越少。為(wei) Cnew 指定電容值，使得 Q1 的理想輸出 dv/dt 值與(yu) Cnew 值相乘等於(yu) 流入 R1 的電流。簡單的軟啟動電路可以禁止待機時的電源輸出，同時消除導通時的電流尖峰因此，可利用小型晶體(ti) 管(Q1)來保持低成本。

式 2

圖6：BJT 串聯旁路開關(guan)

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