對於(yu) 需要從(cong) 高輸入電壓轉換到極低輸出電壓的應用，有不同的解決(jue) 方案。一個(ge) 有趣的例子是從(cong) 48 V轉換到3.3 V。這樣的規格不僅(jin) 在信息技術市場的服務器應用中很常見，在電信應用中同樣常見。

圖1.通過單一轉換步驟將電壓從(cong) 48 V降至3.3 V。 

如果將一個(ge) 降壓轉換器（降壓器）用於(yu) 此單一轉換步驟，如圖1所示，會(hui) 出現小占空比的問題。占空比反映導通時間（當主開關(guan) 導通時）和斷開時間（當主開關(guan) 斷開時）之間的關(guan) 係。降壓轉換器的占空比由以下公式定義(yi) ：

當輸入電壓為(wei) 48 V而輸出電壓為(wei) 3.3 V時，占空比約為(wei) 7%。

這意味著在1 MHz（每個(ge) 開關(guan) 周期為(wei) 1000 ns）的開關(guan) 頻率下，Q1開關(guan) 的導通時間僅(jin) 有70 ns。然後，Q1開關(guan) 斷開930 ns，Q2導通。對於(yu) 這樣的電路，必須選擇允許最小導通時間為(wei) 70 ns或更短的開關(guan) 穩壓器。如果選擇這樣一種器件，又會(hui) 有另一個(ge) 挑戰。通常，當以非常小的占空比運行時，降壓調節器的高功率轉換效率會(hui) 降低。這是因為(wei) 可用來在電感中存儲(chu) 能量的時間非常短。

電感器需要在較長的關(guan) 斷時間內(nei) 供電。這通常會(hui) 導致電路中的峰值電流非常高。為(wei) 了降低這些電流，L1的電感需要相對較大。這是由於(yu) 在導通時間內(nei) ，一個(ge) 大電壓差會(hui) 施加於(yu) 圖1中的L1兩(liang) 端。

在這個(ge) 例子中，導通時間內(nei) 電感兩(liang) 端的電壓約為(wei) 44.7 V，開關(guan) 節點一側(ce) 的電壓為(wei) 48 V，輸出端電壓為(wei) 3.3 V。電感電流通過以下公式計算：

如果電感兩(liang) 端有高電壓，則固定電感中的電流會(hui) 在固定時間內(nei) 上升。為(wei) 了減小電感峰值電流，需要選擇較高的電感值。然而，更高的電感值會(hui) 增加功率損耗。在這些電壓條件下，高效率 LTM8027μModule穩壓器在4 A輸出電流時僅(jin) 實現80%的功率效率。

圖2.電壓分兩(liang) 步從(cong) 48 V降至3.3 V，包括一個(ge) 12 V中間電壓。 

目前，非常常見且更高效的提高功率效率的電路解決(jue) 方案是產(chan) 生一個(ge) 中間電壓。圖2顯示了一個(ge) 使用兩(liang) 個(ge) 高效率降壓調節器的級聯設置。

第一步是將48 V電壓轉換為(wei) 12 V，然後在第二轉換步驟中將該電壓轉換為(wei) 3.3 V。當從(cong) 48 V降至12 V時，LTM8027 μModule穩壓器的總轉換效率超過92%。

第二轉換步驟利用LTM4624將12 V降至3.3 V，轉換效率為(wei) 90%。這種方案的總功率轉換效率為(wei) 83%，比圖1中的直接轉換效率高出3%。 

這可能相當令人驚訝，因為(wei) 3.3 V輸出上的所有功率都需要通過兩(liang) 個(ge) 獨立的開關(guan) 穩壓器電路。圖1所示電路的效率較低，原因是占空比較短，導致電感峰值電流較高。

比較單步降壓架構與(yu) 中間總線架構時，除功率效率外，還有很多其他方麵需要考慮。但是，本文隻打算討論功率源轉換效率的重要方麵。這個(ge) 基本問題的另一種解決(jue) 方案是采用新型混合降壓控製器LTC7821。它將電荷泵動作與(yu) 降壓調節結合在一起。這使得占空比達到2 × VIN/VOUT，因此可以在非常高的功率轉換效率下實現非常高的降壓比。 

中間電壓的產(chan) 生對於(yu) 提高特定電源的總轉換效率可能相當有用。為(wei) 了提高圖1中極小占空比下的轉換效率，業(ye) 界進行了大量開發工作。例如，可以使用非常快速的GaN開關(guan) 來降低開關(guan) 損耗，從(cong) 而提高功率轉換效率。然而，這種解決(jue) 方案的成本目前還高於(yu) 級聯解決(jue) 方案（例如圖2所示）。