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推挽電路(push-pull)就是兩(liang) 個(ge) 不同極性晶體(ti) 管間連接的輸出電路。推挽電路采用兩(liang) 個(ge) 參數相同的功率BJT管或MOSFET管,以推挽方式存在於(yu) 電路中,各負責正負半周的波形放大任務,電路工作時,兩(liang) 隻對稱的功率開關(guan) 管每次隻有一個(ge) 導通,所以導通損耗小效率高。在做信號控製以及驅動時,為(wei) 了加快控製速度,經常要使用推挽電路。推挽電路可以由兩(liang) 種結構組成:上P下N,上N下P。其原理圖分別如下所示。
在平時中,我個(ge) 人經常遇到的推挽電路是第一種。當我每次問身邊的工程師:“為(wei) 什麽(me) 不選擇使用第二種?第二種是上P下N型,這樣的管子在實際中用起來,理論中比上N下P型更有優(you) 勢呀。”但是實際中,從(cong) 來也沒有人正麵地回答我,為(wei) 什麽(me) 不適用上P下N。或許很多人都會(hui) 不屑去回答這個(ge) 問題,但是這個(ge) 問題確實是電子設計初學者幾乎都會(hui) 考慮的問題。今天我就捋一捋這個(ge) 小問題。
先來看看上N下P型,從(cong) 該原理圖可以知道,其輸出信號與(yu) 輸入信號的相位是相同的,即輸入時高。輸出就是高。但是根據N管的工作特點——N管的輸出電壓幅值=Vb=0.7V,所以改模型的輸出幅值會(hui) 受到輸出信號的限製。所以這對輸入信號的幅值要求比較苛刻,否則可能會(hui) 導致後級的高電平信號不夠高。
其輸出的效果圖如上圖所示,可能細心的人會(hui) 發現,當輸入信號的高電平低於(yu) 電源電壓時,這意味著上N管的CE節將會(hui) 承受較高的電壓。這也就意味著上管將有著發熱壞的風險。
這個(ge) 結論是存在一定的道理的,但實際中,當推挽電路在做信號控製時,其中流過的電流並不會(hui) 很大,所以這種情況下,上管也不容易壞。但是如果推挽電路用於(yu) 驅動負載時,則此時的管子會(hui) 流過大電流,此時若輸入信號幅度較低,則上管的發熱量真的會(hui) 很嚴(yan) 重。當然,當輸入信號的低電平高於(yu) 參考電壓時,下P管也會(hui) 存在同樣的問題。
對於(yu) 上P下N的模型,從(cong) 原理圖可以知道,該模型的輸出與(yu) 輸出是反相的。即當輸入為(wei) 高時,輸出則為(wei) 低。
而實際的應用電路中,我們(men) 可以將其與(yu) 上N下P模型進行對比。對比之後可以發現,上P下N模型的三極管基極會(hui) 串了一個(ge) 電阻,但是上N下P在實際應用中可以將其省略。上P下N模型中要加這兩(liang) 個(ge) 電阻的原因是為(wei) 了將上P管與(yu) 下N管進行信號隔離。假如不進行信號隔離,從(cong) 原理圖中可以知道,上P管的信號其實是會(hui) 影響下N管的。
從(cong) 以上電路中可以知道,當P管導通時,其信號會(hui) 流經N管,這時就會(hui) 導致P、N管的串通問題。所以該電阻不能省。可能很多人覺得,加兩(liang) 個(ge) 電阻沒什麽(me) ,但是如果放在實際生產(chan) 中,假如一個(ge) 電阻的價(jia) 格為(wei) 0.1分,則生產(chan) 一千萬(wan) 個(ge) 產(chan) 品則意味著“因為(wei) 這兩(liang) 個(ge) 電阻,成本將直接地上升一萬(wan) 元。”
另外,我們(men) 往往以為(wei) 加了一個(ge) 電阻之後就萬(wan) 事大吉了,其實並不是。盡管加了電阻,我們(men) 還要嚴(yan) 格保證輸入端要一直有信號且其信號的幅值足夠高,否則一樣會(hui) 導致串通問題。
但是,即使能夠保證控製信號的幅值足夠高,但是當信號在進行“高——低”轉換的時候,其中必會(hui) 經過一個(ge) 信號的轉換區間,這說明,在信號進行跳變時,依舊會(hui) 存在串通的問題。要解決(jue) 這個(ge) 問題,就要求控製信號的壓擺率遠遠大於(yu) 三極管的導通時間(即在保證三極管還沒做出開關(guan) 反應時,控製信號就已經完成了信號轉換,以避免串通現象)。
大家可以去查查通用三極管的開關(guan) 時間,查完之後你或許就會(hui) 發現,上P下N型推挽電路的要求未免也太苛刻了吧。
綜上所述,我們(men) 在實際的應用中往往會(hui) 選擇上N下P型。下表總結了兩(liang) 種模型的特點供大家參考:
當然,上P下N模型隻是在柵極型(即三極管模型)中才會(hui) 存在如此多的缺點,在場效應管(mos管)中還是很受歡迎的。
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